因其內(nèi)部反饋和低于10dB的輸出回波損耗，該MMIC不需要輸出阻抗匹配。但在一個如此寬的頻率范圍(47~870MHz)對輸入進行匹配，被證明并非易事且需要一個非傳統(tǒng)的方法，其中為優(yōu)化輸入回波損耗指標，F(xiàn)ET的漏極電流(Ids)要高于標稱值10mA。20mA的Ids就可滿足輸入回波損耗性能要求，但Ids被選為30mA以使其足夠?qū)捲硌a償增加的PIN二極管開關(guān)電路帶來的任何影響。該MMIC LNA的引腳4通過外接電阻器R1控制流過內(nèi)部偏置電流發(fā)生器的電流(圖3(a)及4(b))。改變R1的尺寸規(guī)格會改變Ids，但電源電壓Vd將保持為3V。將標稱Ids加大三倍可提供更高線性度。

　　圖3：MGA-68563 MMIC LNA(b)的簡化等效電路(a)。

　　在設(shè)計LNA/開關(guān)電路時，一開始旁路開關(guān)(圖5(a))采用了4個PIN二極管。對雙刀雙擲(DPDT)開關(guān)來說，這是常見的配置。該電路的工作原理是使位于上部的PIN二極管對導通，使下部的這對為零偏置，反之亦然。在正常操作中，只有低的這對PIN二極管導通，而LNA對射頻信號進行放大。當必須降低射頻增益時，上部這對PIN二極管導通，射頻信號以旁路模式圍繞LNA路由。這些電阻用于調(diào)節(jié)PIN二極管的正向電流以及將射頻信號與邏輯控制端口VSW1和VSW2隔絕。第一款設(shè)計用的元件數(shù)量不少，所以要尋找一種更簡單的方案。

　　通過與客戶溝通，我們開發(fā)出一種更簡單的雙刀單擲(DPST)開關(guān)(圖5(b))，只需把旁路路徑與輸入和輸出端口連接或斷開。由于不再對LNA通路進行切換控制，為利用未偏置FET的本有隔絕特性，在旁路模式時必須關(guān)閉LNA電源(Vdd)。這種方法降低了旁路通路的回波損耗性能，因為該通路具有未偏置FET并聯(lián)的有限柵極和漏極阻抗。

　　圖5：(a)最初設(shè)計的開關(guān)電路帶有4個PIN二極管；(b)修改后的電路僅有2個PIN二極管。

　　在正常工作中，PIN二極管電源關(guān)閉(VSW=0V)，而LNA電源仍恢復至3V。但這些零偏置PIN二極管受到寄生電容的影響，因此LNA的增益與回波損耗性能因旁路路徑與輸入和輸出端口的不完全隔離而受損。

　　在LNA/開關(guān)內(nèi)，電感L1和L2是鐵氧體磁珠，它們在MMIC和二極管偏置網(wǎng)絡(luò)的整個范圍內(nèi)呈現(xiàn)出高阻抗(圖5(b))。沒有L1作為扼流圈，輸入信號的一部分將通過與電阻R3并聯(lián)的寄生電容旁路到地。在沒有L1的原型板上進行的測量表明，該電感可防止LNA噪聲指標的惡化。電容C3、C4和C5將射頻信號從直流電源中解耦出來，它們的容抗值都不大(在最低工作頻率下的Xc為5Ω)。電容C1和C2在MMIC的輸入和輸出端起隔直作用。特意選擇C2為一個較小值，以產(chǎn)生高通響應，從而補償MMIC在高頻下固有的增益滾降特性。電阻R1和R2控制MMIC的電流，它們使得當Vdd=3V時，電流為30mA。在VSW=3V時，電阻R3、R4和R5將PIN二極管的正向偏置限制在約為2.5mA。