整個工作過程可分為4個階段，下面分別說明。

第一階段 Q1、Q4導通

當Q1、Q4(有相位差)導通，并讓Q5提前導通，直流側(cè)的能量便可傳輸?shù)捷敵龆?。此時諧振電感儲能，Q5軟開通，減少了開關損耗。如圖2中ug5所示。

第二階段 諧振

由于電路隔直電容和諧振電感(包括變壓器中漏感)諧振，電感在第一階段所保存的能量得以釋放。當諧振電流到零時，關斷Q1。此階段Q2、Q4導通，Q5延遲一段時間再關斷。如圖2中ug5所示。

第三階段 Q2，Q3導通

在此階段，使Q6在Q2，Q3導通前提前導通。當Q2，Q3(Q1，Q2之間有死區(qū))導通時，直流側(cè)的能量便可傳遞到輸出端，此時Q6為軟開通。如圖2中ug6所示。

第四階段 諧振

工作原理同第二階段類似，此時電流方向與第二階段相反，當電感上的能量釋放完畢，關斷Q6。此時一個周期便結束，開始下一個周期。從圖1可以看出，無論變壓器副邊電壓極性如何，若Q5導通、Q6關斷，則輸出端OUT1為正，OUT2為負;若Q6導通，而Q5關斷，則 OUT2為正，而OUT1為負。所以，控制Q5，Q6的導通順序，即可控制輸出端的極性，并可獲得多種波形，例如交流、脈沖等波形均可實現(xiàn)。如要輸出正弦波的正半周時，PULS1控制Q1，Q4，PULS2控制Q2，Q3，并同時讓Q5，Q6相應地提前導通，便可輸出正弦波的正半周，如圖3所示。

要輸出正弦波的負半周，只需讓Q5，Q6的導通順序交換便可，如圖4所示。

軟件實現(xiàn)

1 PWM波的輸出

本文采用三角波作為載波的規(guī)則采樣法，來獲得等高不等寬的矩形波，即脈沖。每個脈沖的中點都與相應的三角波的中點相對應，在三角波的負峰值時刻tD對正弦調(diào)制波采樣而得D點，過D點作一水平直線和三角波分別交于A點和B點，如圖5所示。則有

δ=Tc(1+sinωrtD)/2

根據(jù)這一關系式，如果一個周期內(nèi)有N個矩形波，則第i個矩形波的占空比為

Dr=0.5+0.5sin(i*2π/N)

用周期和占空比分別去設定TMS320LF2407中PWM電路相應的寄存器，便可在PWMx(x=1，2，3，4，7，8)上獲得所需的 PWM脈沖波形，由這些PWM脈沖去控制相應的6個開關管，便可輸出正弦波形。要注意的是，輸出正弦波質(zhì)量的高低與用作控制的正弦波的離散數(shù)量有關，如果離散數(shù)量越多，則輸出的正弦波就越平滑，但卻增加了DSP的運算量。反之輸出會越差。因此，對具體的應用場合，要選擇合適的離散值。定時器T1，T3被設定為下溢和周期匹配中斷方式，用作PWM輸出時基，工作在連續(xù)增/減記數(shù)模式。

2 實時采樣

采用TMS320LF2407中集成的16路ADC轉(zhuǎn)換電路實現(xiàn)電壓、電流采樣(每一通道的最小轉(zhuǎn)換時間為500ns)。通過采樣模塊 MAX122，將采樣信號轉(zhuǎn)換為LF2407的ADC所需的0～3.3V電平。在一個工頻周期中，將采樣200次(開關頻率為20kHz)。一旦有沖擊性負載存在，將導致輸出電流，或電壓過高，使DSP能及時捕獲此突變。DSP將調(diào)用相應的子程序來處理過壓或過流情況，以保護整個電路的正常運行。定時器 T2被設定為下溢和周期中斷方式，用作ADC采樣的控制時基，工作在連續(xù)增/減記數(shù)模式。實驗結果

根據(jù)以上原理，初步設計了一臺實驗系統(tǒng)，并獲得了比較好的效果。其主要技術參數(shù)如表1所列。