摘要

在隔離DC/DC電源中經(jīng)常會使用到帶浮地功能的雙通道驅(qū)動器UCC27201。實際應(yīng)用發(fā)現(xiàn)，某些場景中，其HO引腳會在上電時刻產(chǎn)生誤脈沖。該誤脈沖導(dǎo)致系統(tǒng)有開機異常的風(fēng)險。本文通過實際仿真和電路原理分析，詳細介紹了誤脈沖產(chǎn)生的機理，隨后提供了兩個針對該誤脈沖的解決方案，并給予了詳細解釋。

1、隔離電源系統(tǒng)設(shè)計

某隔離電源系統(tǒng)完成DC/DC的轉(zhuǎn)換，采用全橋拓撲，輸出電壓為12V。其中，全橋的原邊側(cè)驅(qū)動器就采用了UCC27201，共計兩顆。

1.1隔離電源系統(tǒng)簡述

該隔離電源系統(tǒng)完成寬范圍輸入電壓（36V~72V）到12V的轉(zhuǎn)換，輸出功率350W。系統(tǒng)采用帶同步整流功能的硬開關(guān)全橋拓撲（HSFB）。圖1所示的是該系統(tǒng)的方框圖，包含有主控芯片LM5035，置于原邊側(cè)的驅(qū)動器UCC27201，置于副邊側(cè)的驅(qū)動器UCC27324和隔離器等器件。

圖1：隔離電源系統(tǒng)框圖

1.2UCC27201的應(yīng)用

UCC27201是帶有浮地功能的MOSFET驅(qū)動器，具有高端輸出和低端輸出兩個通道，可以應(yīng)用于BUCK，半橋和全橋等拓撲。該芯片引腳的描述如下：

●VDD(Pin1)：供電引腳，范圍是8V~17V，典型值為12V；

●VSS(Pin7)：芯片地引腳；

●HI,LI(Pin5,Pin6)：高端驅(qū)動輸入和低端驅(qū)動輸入；

●HO,LO(Pin3,Pin8)：高端驅(qū)動輸出和低端驅(qū)動輸出；

●HB,HS(pin2,pin4)：浮地供電和浮地引腳，用于高端驅(qū)動供電；

如圖2，在本電源系統(tǒng)中，一顆UCC27201的兩路輸出驅(qū)動全橋同一側(cè)橋臂的兩個MOSFET，主要連接網(wǎng)絡(luò)標示如藍色字體。另一顆UCC27201的兩路輸出則是驅(qū)動全橋的另一側(cè)橋臂。

圖2：驅(qū)動器UCC27201的實際應(yīng)用

采用上述應(yīng)用電路的實際驅(qū)動信號見圖3，包括了軟啟動和正常運行等兩個階段。

在軟啟動階段，標示為Q1的MOSFET的驅(qū)動信號占空比遠小于50%，而Q2的驅(qū)動信號占空比則是超過了50%，與Q1的驅(qū)動信號占空比保持為互補關(guān)系。Q3和Q4驅(qū)動信號的關(guān)系同上。

在正常運行階段，Q1~Q4的驅(qū)動信號占空比全部都接近50%。相互之間的關(guān)系如圖3所示，即Q1和Q2保持互補，Q3和Q4保持互補。

圖3：全橋驅(qū)動信號

2、UCC27201HO引腳的誤脈沖及根因分析

實際應(yīng)用中，由于不同的UCC27201的供電電壓設(shè)計有差異，當其Cboot電容充電過快時，HO引腳會出現(xiàn)誤脈沖。該誤脈沖的根因是Cboot過快的上電電壓耦合到了HO引腳，同時過快的上電速率導(dǎo)致芯片內(nèi)部對HO管腳下拉的MOSFET不能及時導(dǎo)通，最終造成了HO引腳輸出誤脈沖。

2.1HO引腳的誤脈沖

實際測試上述電源系統(tǒng)時發(fā)現(xiàn)，開機時UCC27201的HO引腳有誤脈沖，如圖4（CH1為HO；CH4為HB與HS的差分電壓，亦即Cboot電容兩端的電壓；CH2為LO；CH3可忽略）。該誤脈沖幅度最大可超過7V，與LO交疊后會造成全橋高端MOSFET和低端MOSFET的共通，進而導(dǎo)致系統(tǒng)開機存在風(fēng)險。

圖4：HO引腳的誤脈沖

2.2HO引腳誤脈沖的根因分析

圖5所示的是UCC27201內(nèi)部與HO相關(guān)的電路。在HB與HS之間電壓正常建立后，邏輯電路會依據(jù)HI電平的高或低而打開Qa或Qb，從而實現(xiàn)HO高低電平的輸出。Qc是當HB與HS之間電壓還處于欠壓階段時，用以導(dǎo)通以拉低HO引腳，確保在該階段HO無輸出。

圖5：HO相關(guān)的內(nèi)部電路

當HB與HS間電壓還處于欠壓階段時，內(nèi)部電路會產(chǎn)生高電平驅(qū)動信號以導(dǎo)通Qc。但是，該高電平驅(qū)動信號的產(chǎn)生存在一定的延時；同時，Qc設(shè)計用來被脈沖信號觸發(fā)，而非電平信號觸發(fā)。上述兩個因素就造成，當HB與HS間電壓上升過快時Qc將不能及時導(dǎo)通。此時，如果HO被HB與HS間電壓耦合出高電平后（其中一個耦合途徑是通過Qa和Qb的結(jié)電容），因Qc還未導(dǎo)通，該耦合出的高電平將得以輸出，最終形成了HO的誤脈沖。

如果HB與HS間電壓上升速率變緩，或者HB與HS間電壓先得以預(yù)建立，Qc的驅(qū)動信號（圖6中的藍色線和紅色線）的高電平脈沖將會變寬，這就能保證Qc導(dǎo)通，誤脈沖就會被消除。

下文就圍繞HB與HS間電壓的上升斜率和預(yù)建立這兩個方向來討論，以解決HO的誤脈沖問題。

圖6：HB與HS電壓斜率不同的影響

3、解決措施之增大Cboot電容

在相同充電速率條件下，增大Cboot電容可以將HB與HS之間的電壓上升斜率變緩，以得到足夠?qū)挼母唠娖叫盘柌⑹?/FONT>Qc導(dǎo)通。

3.1Cboot充電過程分析

如圖7所示，UCC27201內(nèi)部有二極管（D1）連接Pin1（VDD）和Pin2（HB）。在Pin1的外部連接有供電網(wǎng)絡(luò)（電壓為12V），電容Cd（1uF）和串聯(lián)電阻Ri（10ohm）；在Pin2則接有Cboot電容。Cboot電容的充電主要是通過D1這條路徑完成的。

經(jīng)過仿真分析（如圖8）知，Cboot的充電主要包含如下兩個階段：

●階段一：電容Cd通過D1給Cboot充電。充電電流如圖8中的紅色線所示，先是急劇上升到最大，然后緩慢下降。同時，電容Cd的電壓（綠色線）逐漸下降，電容Cboot的電壓（粉色線）逐漸上升。當Cd與Cboot的壓差減小為約0.65V（二極管D1的正向?qū)▔航担r，第一階段結(jié)束。

●階段二：12V供電電壓給Cd和Cboot充電。受限于Ri，充電電流將小于1.2A（12V/10ohm）。

圖8中的仿真結(jié)果是基于Cboot為300nF，圖9的仿真結(jié)果則是基于Cboot為100nF。對比二者知，修改Cboot電容容量所帶來的主要影響是第一個充電階段的持續(xù)時間，分別約為280ns和120ns。下節(jié)會分析第一階段持續(xù)時間不同可能會帶來的風(fēng)險。

圖10給出的是實測波形，其中CH1是LO的波形；CH2是HB-HS的波形；CH3是HO的波形，CH4是VDD的電壓波形?？梢钥吹剑?/FONT>UCC27201上電后，VDD電壓快速下降，然后又緩慢上升，這與仿真結(jié)果一致。

圖7：Cboot電容充電電路圖8：Cboot為300nF時的仿真結(jié)果

圖9：Cboot為100nF時的仿真結(jié)果圖10：充電過程的實測波形

3.2增大Cboot電容的風(fēng)險分析

在UCC27201的實際應(yīng)用中，需要注意內(nèi)部二極管D1的反向恢復(fù)應(yīng)力。

當LO的輸出由高變低后，HS電壓會升高，HB電壓同樣也會升高，此時內(nèi)部二極管將承受反壓，并承受隨后出現(xiàn)的反向恢復(fù)應(yīng)力。如果反向恢復(fù)應(yīng)力出現(xiàn)之前時刻的二極管正向?qū)娏鞒鲱~定范圍，反向恢復(fù)應(yīng)力則會過大而導(dǎo)致二極管失效。UCC27201要求內(nèi)部二極管承受反向恢復(fù)應(yīng)力前的正向?qū)娏髟?/FONT>2A以下。

在該電源系統(tǒng)中，將Cboot修改為300nF后，二極管正向電流在約280ns后降低到2A。而在開機的第一個周期內(nèi)，下管的持續(xù)時間超過了3us（如圖11，CH1和CH2是全橋兩個下管的驅(qū)動信號），即3us之后內(nèi)部二極管才會有反向恢復(fù)應(yīng)力，由于此時正向?qū)娏饕呀?jīng)遠低于2A，二極管無可靠性風(fēng)險。因此，修改Cboot容值到300nF后二極管不會有失效風(fēng)險。

圖11：開機時刻全橋下管的驅(qū)動波形

4、解決措施之Cboot電容預(yù)充電

給Cboot電容預(yù)充電，可以提前產(chǎn)生驅(qū)動信號以確保內(nèi)部Qc導(dǎo)通。當系統(tǒng)發(fā)波后，LO變高會產(chǎn)生充電路徑而使Cboot快速充電，但由于此時內(nèi)部Qc已經(jīng)導(dǎo)通，HO將不會產(chǎn)生誤脈沖。

4.1預(yù)充電電路

如圖12所示，增加一顆電阻RL后即可形成預(yù)充電電路。當UCC27201的12V建立后，在系統(tǒng)未發(fā)波前，12V電壓可以通過路徑Ri->D1->Cboot->RL給Cboot充電。

經(jīng)仿真知，當對Cboot電容預(yù)充電至1V左右，內(nèi)部Qc就會導(dǎo)通。于是，隨后的快速充電將不會再在HO引腳產(chǎn)生誤脈沖。根據(jù)12V建立到系統(tǒng)發(fā)波之間的延時時間，可以計算合適的RL值，以保證Cboot預(yù)充電至1V以上。

圖12：Cboot電容的預(yù)充電電路

4.2新增電阻的阻值計算

假設(shè)延時時間為1ms，根據(jù)如下RC充電公式，可知RL約為114Kohm。

12Vx[1–exp(-1ms/RL*Cboot)]=1.0V

考慮到系統(tǒng)正常運行后，全橋上管導(dǎo)通時，電阻RL存在一定的損耗。最惡劣條件下（高壓輸入）的損耗計算如下：0.5x(72V*72V)/100K=0.026W

綜上可知，實際應(yīng)用中，可以選取阻值為114K，封裝為0603以上的電阻，只要延時時間不少于1ms，就可以確保HO引腳無誤脈沖輸出。

5、總結(jié)

在UCC27201的實際使用中，如果Cboot電容充電速率過快，則會在HO引腳產(chǎn)生誤脈沖。通過對誤脈沖產(chǎn)生機理的分析可知，通過增大Cboot電容的容量或者在HS引腳增加一顆連接到地的電阻，都可以有效的解決該問題，而且上述兩個方法都不會對系統(tǒng)帶來額外的可靠性風(fēng)險。

但需要注意的是，在采用上述兩種方案前都需要仔細評估，以確定當前應(yīng)用條件下，上述方案不會帶來風(fēng)險。可以邀請TI工程師共同參與該評估過程。

6、參考資料

1.UCC27201datasheet,TexasInstrumentsInc.,2008

2.LM5035datasheet,TexasInstrumentsInc.,2013